利用准复合左右传输线实现的双波段分支线耦合器

http://www.mwjournal.com/journal/article.asp?HH_ID=AR_1389

本文提出了以微波传输带形式构造的准左右手双波段3dB分支线型耦合器（BLC）。BLC设计电路采用微波传输带短截线取代了传统的耦合器分支上的传统贴片电感，更易于电路集成，制造成本更低，同时获得更优良的双边带工作性能。新设计的BLC电路在RT/Duroid 6010基材上实现，为了减小电路尺寸，耦合器分支上所有的微波传输带都采用弯曲的形式。该BLC电路要求两个输出臂之间最多只有1dB的幅度差和80°-100°之间的相位差，所设计的BLC第一波段和第二波段分别有17.3%和8.4%的带宽，这样的频带比文献上报导的许多双波段3dB BLC要宽。

分支线型耦合器（BLC），作为信号分配器而被广泛应用于微波和毫米波电路中。BLC可用单个本地振荡器产生两个相互正交的信号，用于镜像抑制混频器¹。BLC亦可作为馈电网络的一部分，使天线产生圆极化波²。另外，BLC也经常用在均衡放大器和混频器中，以获得优良的回波衰耗。传统的BLC通常采用四分之一波长（）的右手传输线，仅能工作在其基频和奇次谐波上。这种BLC通常尺寸很大，因此在宽频带和多波段系统中的应用受限。在过去的几年里，人们开发出很多提高BLC性能和使电路紧凑程度的技术。这些技术在文献都能找到。C.T. Lin等人描述了一种CPW BLC⁴，它被设计成一种弯曲结构，常规的分支的尺寸得到了有效地减小了。另外，在每个端口上增加一个补偿网络，可以获得更宽的频带。Cheng和Wang⁵展示了一个新颖的方法：为了减小电路尺寸并加大带宽，BLC的每个分支都用一个等效电路取代，该等效电路由一个较短的高阻传输线和两个分流元件组成。Park和Lee提出了一种新的BLC几何结构⁶，通过额外增加一对交叉耦合分支，提供了双频带工作的能力和更大的设计余量。

基于集成左/右手传输线（CRLH TL）的双波段BLC设计在近年来倍受关注。L.H.Lin等人给出了一种双波段BLC，这种BLC在设计电路时利用左手传输线（LHTL）的相位引导特性来补偿右手传输线（RHTL）的相位迟延。这样，BLC的两个工作波段的中心频率可以设计成1：3之外的任意其它比率；第二波段不必工作在第三个谐波上，这种特性对使用双波段的现代通信系统很有用。这是因为目前无线标准中两个工作频率是由小于3的因数进行区分的。

本文采用一个新设计—准-CRLHTL来实现双波段BLC。左手传输线由一些集总原件组成，为了使电路集成更容易成本更低，使用截短传输线（STL）截线取代了左手传输线（LH TL）内的贴片电感。可以使STL短截线的电感等于第一个工作波段下LH TL的电感。这样一来就可以保证每个BLC分支只在第一个工作波段内表现为CRLH TL，而在第二个波段内则不会如此（这就是准CRLHTL名字的由来）。这是由于在第二波段STL短截线的响应不一定能达到所要求的同样电感值。然而，通过电路分析和数值优化，我们发现如果用适当的电容取代CRLHTL里的电感，第二波段内整个BLC仍然可以保持3dB的耦合性能。谨慎地设计STL，可以使其在第一波和第二波段分别呈现所要求的电感值与电容值，从而获得3dB双通带特性。BLC分支采用曲线设计以减小电路尺寸。我们所设计的BLC拥有两个工作波段，第一个波段中心频率为946MHz，第二个工作波段中心频率为1796MHz。该BLC电路要求两个输出分支之间最多只有1dB的幅度差和之间的相位差。在这一要求下，该BLC的两个工作频带分别呈现出17.3%和8.4%的带宽，这比文献上报导的许多双波段3dB BLC的部分带宽更宽。与先前提到的BLC相比⁷，我们提出的BLC不但能够提供更好的双波段工作性能，而且易于制造，电路尺寸也相对较小。

双波段分支型耦合器设计

图1 分支线型耦合器拓扑图

图1所示为所述双波段3dB BLC电路拓扑图。为了方便起见，把连接端口1和2（以及端口3和4）的电路元件作为串联支路；连接1和4（以及端口2和3）作为并联支路。电路中所有四个标为特征阻抗Z₁（Z₂）的微波带长度相等均为（），宽为（）。类似地，标为Z_a（Z_b）的微波带长为（），宽为（）。电容C₁到C₄可以用贴片电容实现。如果用电感L_a（L_b）代替串联支路（并联支路）上的分流STL短截线，那么变成先前提及的RH/LH双波段BLC结构⁷。众所周知，假设TL部件的有效绝缘常数与特征阻抗对频偏不敏感，由RH TL组成的传统3dB BLC工作在基波中心频率及其奇数倍谐波下。然而，CRLH BLC可以设计成双工作波段，它的第一个波段频率与第二个波段频率（分别表示为f₁和f₂）之比可以为除1：3之外的任意其它比值。在CRLH BLC设计中适当的L_a、L_b和C₁到C₄的值可根据Lin等人提出的步骤⁷得到。为了简化电路制作过程，本文用STL短截线取代L_a、L_b，使这两个短截线输入阻抗与频率f₁下L_a、L_b的阻抗相同。因此，同一个支路上，两个微波传输带间的电路元件（包括两个STL短截线和三个贴片电容）在f₁下表现出LH传输线的特征。⁷然而，对于频率f₂，由于STL短截线在工作频率下呈现的阻抗与L_a、L_b的阻抗并不一定一样，所以此时CRLH 3dB耦合性能无法得到保证。因此我们所提议的BLC只是一个准CRLH系统。不过，我们通过大量数值仿真发现如果用适当的电容C_a、C_b分别取代L_a、L_b，就可以实现频率f₂下的3dB耦合性能。电容值可以通过电路分析和数值最优化得到。附录A列出了准CRLH BLC的串（并）联支路采用C_a（C_b）分流时，其散射参数S₂₁和S₃₁的值。可以用MATLAB^TM的最小化程序通过最小化误差和求得适当的C_a和C_b电容值。

以上的分析表明采用L_a、L_b的BLC电路可以在频率f₁上提供3dB耦合性能，而采用C_a、C_b_的的BLC电路则可以在频率f₂上达到相同性能。因此，只要STL短截线满足在频率f₁上等效于L_a、L_b，在频率f₂上等效于C_a、C_b，就可以设计成我们所提出的BLC电路，表达式如下：

等式1和2中，微波传输带的特征阻抗（Z_p）可以通过参数为h、w_p和的函数求得⁸，其中h为基底的厚度、w_p和分别为微波带的宽度和有效介电常数。在这里，有效介电常数是h、w_p和（基底的介电常数）的函数⁸。此外，微波传输带的电波长（）可以表示如下：

和w_p，p=a，b的值亦可由MATLAB^TM的最优化程序求得。上述的方法可以用于设计我们提出的准CRLH双波段3dB BLC。利用适当的STL来取代贴片电感以简化电路实现，展示了双波段工作效能。

电路实现和结果：

电路式样印制在接好地的RT/Duroid 6010基板上，基板厚度为0.635mm，介电常数为10.2。工作波段的中心频率设计在925和1795MHz上。0805贴片电容为21.2mm。根据前面所述的设计步骤，可以得到下面这些电路参数：，，，，，，，，，，。在电路实现时，分别用并联的3个12pF电容来实现C₁、2个6pF和2个3pF电容并联实现C₂、2个6pF和2个3pF电容并联实现C₃、4个7pF和2个5pF加2个2pF电容并联实现C₄。将贴片电容并联可以更好地减少发生容值偏移的现象。包括串联支路上长为、并联支路上长为以及长为和的分流STL短截线在内的所有这些微波传输带均采用回形布线以减小电路尺寸。图2所示为所设计的双波段3dB BLC的实物图，其电路板尺寸只有mm，比以前的BLC的五分之一还小。

图2 3dB准CRLH BLC实物图

图3和图4 分别图示了S参数的仿真幅值和实测值。其中仿真结果是由商业软件Ansoft High Frequency Structure Simulator（HFSS）仿真得到的。

图3 BLC S参数仿真图4 BLC S参数实测

图5所示为仿真和实际中S₂₁、S₃₁之间的相位差别。表1概述了第一个工作波

图5 S₂₁、S₃₁之间的相位差别

段的所有重要数据，表2概述了第二个波段的数据。仿真时两个波段中心频率分别为945和1790MHz，实际测试中分别为946和1796MHz，相比设计值（925和1795MHz）有细微的偏差。从仿真和实测数据中可以得到三种不同类型的带宽。A型带宽定义为，包括中心频率周围范围内的那些频率；B型带宽包括且范围内频率；C型带宽定义为，满足B型带宽条件下同时满足、的频率范围。在这三种带宽定义中，Ｃ型带宽的定义是最严格的，Ａ型则为最宽松的。因此，对于两个工作波段均有。注意到在第一个工作波段内BW_（_C_）小于之前所公布的带宽⁷，而BW_（_A_）、BW_（_B_）则较大。⁷同样，第二个工作波段内的三种带宽都比公布的带宽大⁷。对S参数测量值的第一影像可能会觉得参数，然而，仔细观察测量数据可以发现在f₁附近的最大值为0.917dB（在972MHz处），这一幅度差异仍然符合A型带宽定义。

结论

本文提出一种新的双波段3dB BLC。在四个支路上设计了分流STL短截线替代贴片电感，因此确保了电路更易于集成，同时制作成本更低。虽然电路只在第一个波段上表现为RH/LH BLC，但在第二波段上两个输出端仍能够保持功率分配相等和相位正交的特性。由于所有微波带均采用回形布线，电路尺寸大大降低。对实际测得的电路性能与许多文献提出的3dB BLC做比较，结果令人满意。

参考文献：

References

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8. J.S. Hong and M.J. Lancaster, Microstrip Filters for RF/Microwave Application, John Wiley & Sons Inc., New York, NY, 2001, pp. 78–79.